º Por Osvaldo LW1DSEº

En los dos capitulos anteriores fueron expuestas las nociones basicas que hacen a la conmutacion de nuestro noble MOSFET hoy por hoy casi omnipresente en toda fuente conmutada moderna (desde mediados de la decada del '90 al presente), ya sea como elemento discreto o integrado dentro de un circuito con todas las funciones principales embebidas en el mismo (por ejemplo se pueden citar los integrados de la serie L497X de ST Microelectronics, y muchos
otros).
Dentro de ellos, el fabricante ha encontrado una solucion casi optima en cuanto a la relacion tamaño-peso-potencia-costo, con la ventaja adicionalque en ese caso no necesita confiarse tan estrictamente en un buen diseño de los trazos de circuito impreso vinculados al circuito de compuerta del MOSFET que como ya sabemos, aunque parezca algo trivial y de escasa importancia, un mal diseño de esa parte del circuito conlleva a la larga a un serio problema de confiabilidad del producto (la fuente) terminado.

Vamos entonces a analizar algunas de las soluciones que mas a menudo son utilizadas por los ingenieros, en fuentes hechas con componentes discretos (no nos olvidemos que los integrados antes mencionados soportan tensiones del orden de unos 40 a 60 Volts DC, de manera que son inservibles a la hora de alimentar un equipo desde una red de canalizacion de AC, como la de 110 o 220 Volts, y adem s generalmente trabajan en topologia buck sin aislacion).
Dijimos que descartamos de plano un transformador de 50Hz como elemento que proporcione la debida aislacion de la linea.

En una primera aproximacion a los circuitos exitadores de MOSFET, examinaremos primero aquellos en que no existe aislacion galvanica entre el circuito driver y el MOSFET propiamente dicho. Este seria el caso de las fuentes conocidas como "offline", destinadas por lo general a pilotear un solo MOSFET en configuracion Fly Back o Forward. Luego analizaremos las que deben comandar 2 o mas FET's, caso de las Half y Full Bridge, Push Pull, etc.

La figura 1 ilustra un circuito de muy buenas prestaciones. Se trata de un inversor hecho con dos transistores MOS complementarios, uno de canal P y otro tipo N. Cuando la entrada tiene un valor positivo, el transistor inferior se satura, drenando corriente desde la salida hacia la linea de -12V.
Cuando la entrada alcanza un valor negativo, el transistor P conduce e impone los +12V a la salida; es decir la entrada y la salida estan negadas. Cuando el duty cycle se aproxima al 50%, se tiene la ventaja extra que se cancelan los impulsos positivos con los negativos, cancelandose el valor medio de DC a la salida. El hecho de imponerle a la compuerta una tension negativa, tiene 2 ventajas:

1) Los periodos de subida y caida de tensiones y corrientes ilustrada en el capitulo anterior se ven acortados a la mitad que con una exitacion simple, es decir, +12V y 0V;

2) Se asegura un buen y rapido corte del transistor en el momento de no conduccion, particularmente para exitar un sistema Half o Full Bridge, o mejor aun, montajes trifasicos o polifasicos.

Sin embargo, carece un defecto. Durante los periodos de transicion en que uno de los transistores sale de la conduccion para que entre el otro, ambos transistores estan en conduccion, es decir en la region lineal; en ese momento se drena un gran pico de corriente desde la linea de +12V a la de -12V lo cual produce perdidads por calor en ambos transistores. A esto se lo llama "Cross Conduction" (conduccion cruzada). Para alivianar un poco este efecto, se suelen agregar unos resistores de bajo valor o una perla de ferrite entre los drenajes de los FET's, RD1 y RD2 que en definitiva, se descuentan luego de la resistencia anti-oscilaciones de la compuerta (Rg), ver figura 2. Rp deriva a source cualquier fuga interna o externa desde el Drain hacia el Gate.

Una version alternativa del mismo circuito, usa una sola fuente de 24V y acoplamiento capacitivo al gate de MOSFET:

La señal de entrada se aplica invertida a nuestro driver realizado con MOSFET's complementarios. El capacitor Cg aisla la CC de 24V, que de llegar a la compuerta puede provocar la perforacion de la delgada capa de oxido de silicio. El zener Z1 de unos 12 a 15 V nominales, conduce durante los picos positivos cargando al capacitor Cg a una tension de 10 a 12 Volts y limitando a ese valor la tension que llega al gate. Cuando el driver deja de conducir, esa tension almacenada en el capacitor se hace presente en la compuerta del MOSFET. El diodo schotky D1 impide la descarga del mismo a traves de la juntura del zener, que de otro modo quedaria polarizada en directa, descargandolo. Es decir, entonces, se tiene una excursion de la exitacion de 0 a 24V antes del capacitor, y de ñ12Volts, igual al ejemplo anterior. En todos los casos debe haber un gran capacitor entre los source's de los MOSFET driver, usualmente un 100 æF electrolitico mas un multicapa de 1 uF, mas un ceramico de .1 uF todos en paralelo, y bien cerca de los source's. Dichos capacitores no se hallan dibujados en las figuras por claridad. Para Cg basta con un
poliester de .47 a 1 uF 50V.

Otra opcion para driver's discretos resulta de utilizar BJT's complementarios en configuracion colector comun, o dos transistores NPN en configuracion Totem Pole.

Arriba: Driver de MOSFET con par complemetario.
Se recomiendan transistores bipolares (BJT) de alta corriente y velocidad.
Los 2SD1207 y 2SA1015 permiten en un formato TO92 2 amperes de pico.
Los BC337 y 327, hasta 800 mA., y son mas lentos.
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Abajo: la configuracion Totem Pole, mas compleja y de menores prestaciones.

La ventaja de estas configuraciones es la no necesidad de resistores para compensar la "cross conduction", pues cada transistor se apaga solo antes de empezara conducir el otro.

Fin del capitulo 20

Por Osvaldo LW1DSE

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