º Por Osvaldo LW1DSEº

Hasta ahora, hemos conocido los distintos tipos de fuentes conmutadas aisladas, sin aislar, como se las controla, y como se hace el pasaje de las señales de control cuando las mismas son aisladas. Pero, en todas ellas nos referimos sistem ticamente a esquemas teoricos y genericos, tanto en lo referente a circuitos y a formas de onda. Empero, vamos a meternos un poco mas adentro del circuito, y para ello, nos hemos de basar un poco en la fuente fly back, y en el capitulo donde analizamos al MOSFET por dentro. Remito al lector a dichos capitulos para que los relea antes de afrontar esta entrega.
No obstante, importar‚ desde aquel capitulo el circuito y las formas de onda tipicas, y entonces, partir de este dibujo para avanzar en el analisis.

El esquema de la figura 1, en la realidad, se compone de un monton de componentes extras que no se dibujaron en aquel entonces para no complicar demasiado el dibujo. Pero ahora que sabemos que el MOSFET es algo mas que un simple semiconductor y que contiene capacidades parasitas y demas elementos en su interior, vamos a redibujar la misma figura con dichos componentes.
Tampoco el inductor es tan inocente como parece, ni los capacitores. Todos esos componentes tienen elementos paraitos, y vamos a exponerlos para ver como actuan. Inicialamente, se los considera perjudiciales a muchas de estas componentes, pero veremos despues que es posible hacer a algunos de ellos, jugar a favor nuestro.

En la figura 2 estan representados algunos de los mas importantes elementos par sitos que intervienen en una fuente conmutada tipica. Vamos a describirlos sinteticamente a continuacion:

A esta lista debe agregarse la resistencia de los conductores (trazos del circuito impreso, alambres de los bobinados y cables de entrada y salida) y la RDSon del MOSFET, resistencias de sensado de corrientes, conductancias de perdidas del sistema, sometidos a diferencias de potencial, perdidas por histeresis, Foucault y proximidad en los elementos magneticos, perdidas por irradiacion en los trazos vivos para RF, etc. Evidentemente, un intento por numerarlos a todos, siempre va a ser un fracaso.

De todos ellos, los mas perjudiciales son los elementos reactivos, capacitivos o inductivos, pues los resistivos solo contribuyen a perdidas que se transforman en calor en los respectivos elementos, excepto las ESR de los capacitores que generan algunas dificultades a la hora de calcular la compensacion de la fuente; dado que intervienen en la respuesta de alta frecuencia del sistema, y que como sufren alteraciones con la temperatura y el envejecimiento, son un poco dificiles de predecir. La resistencia serie, ademas provoca una caida de potencial alterno de ripple entre sus extremos, lo cual se traduce a la salida de la misma como residuo de la frecuencia de conmutacion, que puede ser atenuada por una segunda celda LC como ya hemos visto oportunamente.

Las inductancias internas de los capacitores (ESL), son problematicas, porque generan con la capacidad del propio capacitor, circuitos resonantes capaces de ser exitados por alguna de las armonicas de la misma onda rectangular e irradiar dicha frecuencia. Y, por encima de esa frecuencia de resonancia pasan de comportarse capacitivamente a ser inductivos, dejando de ser utiles ya para la funcion que deben desempeñar en nuestra fuente. Para contrarestar ese efecto, es que se ponen distintos tipos de capacitores en paralelo, y de distintos valores usualmente. Por ejemplo, un capacitor de 2200 uF puede dejar de ser capacitivo a 8 o 10 KHz, mientras que uno de 1æF es resonante a unos 100 Khz. Entonces, si se ponen ambas unidades en paralelo, a las frecuencias en que el de 2200æF ya no es capacitivo, el de 1æf todavia lo es, y mas alla  de los 100 KHz, habra  uno de .22uf prestando servicio hasta la zona del Mhz, y asi sucesivamente, se van compensando. De manera que es relativamente sencillo deshacerse de los inconvenientes provocados por estos elementos indeseables.

Los efectos derivados del uso de un circuito impreso, pueden tambien ser minimizados con un correcto diseño del mismo y por el uso de blindajes o jaulas de Faraday correspondientes. La inductancia de los trazos de circuito impreso se minimiza haciendo trazas anchas y cortas y disponiendo de sectores circulares en su interior en los cuales no hay cobre. De esta manera, se fabrican multiples inductancias en paralelo, que como sabemos, tienen una inductancia total menor que la menor de cada una de ellas por separado. Los retornos de masas y de positivo en general se hacen anchos, pues deben llevar la corriente continua de servicio, pero poseen bajos potenciales y corrientes de RF, de modo que no son tan criticos.

Queda por ultimo, mencionar a los residuales parasitarios mas complicados desde el punto de vista del diseño. Se trata de los ya estudiados internos al MOSFET, y al transformador o inductor (simple o acoplado), pues de ellos no se puede prescindir. Los MOSFET mas utilizados vienen encapsulados en formato TO220 o TO247 (TO3P) con aleta metalica expuesta para montaje mecanico al discipador, o los mas viejos TO3 integramente metalicos. Si fueran atornillados directamente a los discipadores, toda la masa metalica quedaria sometida a un elevado potencial tanto de DC como de RF, por lo que son aislados de los mismos mediante mica o goma siliconada, y un niple de PVC para aislar el tornillo, y en definitiva toda esa estructura metalica se conecta a tierra, o a un punto de bajo potencial de RF como es algun negativo de entrada o de salida.
De esta manera se genera una capacidad desde el Drain del MOSFET al Source que se adiciona a la interna del mismo. La capacidad del impreso no se toma en cuenta demasiado, por ser normalmente muy baja, por las mismas razones de la inductancia arriba enunciadas. Queda entonces hacernos cargo de los elementos mas complicados, que son la capacidad Miller, y las parasitas internas de (los) bobinado(s). Estas ultimas conforman con las inductancias, otros circuitos resonantes, capaces de almacenar energia de RF extraidas de las mismas ondas rectangulares, y que se liberan cuando pasaron los transitorios de conmutacion.

Como hemos visto en el cap¡tulo dedicado a analizar el MOSFET pordentro, y sus efectos capacitivos, vimos que la capacidad equivalente del mismo se podia asumir como una capacidad fija (la de gate a source) y una variable con la ganacia, (la de drain a gate). Como que la ganacia del FET varia con distintas tensiones de gate y drain respecto al source comun, tenemos que su comportamiento es diferente cuando esta  abierto, y cuando esta  cerrado. Ergo, su capacidad efectiva tambien. Esto significa que parte de las capacidades del sistema no son constantes en el tiempo. Es por ello, que las oscilaciones parasitas que se establecen en tales elementos, tampoco lo son.

Vamos a ver entonces, como se manifiestan en la realidad. Para ello, haremos un zoom (amplicion del oscilograma de la figura 1 para ver con masdetalle como se manifiestan tales oscilaciones (RINGING en ingles).

En la figura 3 vemos las oscilaciones parasitas (RINGING) que se generan en una fuente conmutada tipica fly back. Por lo general se producen luego de un cambio brusco de estado, porque en esos momentos es cuando hay liberacion de energia, y parte de ella exita las susodichas oscilaciones.

La entrada en conduccion del MOSFET inicia una serie de oscilaciones mostradas en la figura 3, con una frecuencia f1. Responden a la forma de una oscilacion sinusoidal amortiguada exponencialmente. Dado que la resistencia de conduccion del FET (RDSon) es muy baja, dicha oscilacion es rapidamente amortiguada, pues dicha RDSon carga severamente al circuito resonante. La frecuencia de resonancia es relativamente elevada, y en ella participan todos los elementos reactivos mostrados en la figura 2, excepto L1 y L2 dado que se los considera IDEALES, por lo tanto TODA la energia en ellos acumulada, se transfiere de un circuito a otro. Es de poca amplitud y de corta duracion, escasa importancia.

La salida de servicio del MOSFET deberia coincidir con la entrada del diodo de salida. Pero no es asi en la realidad. El diodo se halla polarizado fuertemente en inversa durante la conduccion del FET, y debe pasar a conducir el, pero no puede hacerlo de inmediato, pues primero se deben alterar los estados de cargas de la capacidad de juntura del diodo Cjd, luego la tension de salida del inductor debe poder vencer la barrera de potencial del diodo adicionada a la tension de salida, y recien despues entrar en conduccion. En todo ese tiempo, el inductor se halla completamente cargado de energia en forma de campo magnetico en el gap de su nucleo, de manera que se exitan oscilaciones de una duracion y amplitud mayores que en f1, y de una frecuencia f2 tambien bastante elevada, puesto que el diodo es incapaz de reaccionar a esa frecuencia, y rectificarla. Aqui interviene una capacidad Miller del MOSFET mas alta, porque tiene una mayor diferencia de potencial entre sus extremos, y por lo tanto un ganancia de pequeña señal mayor, por lo tanto la frecuencia de esta oscilacion f2 es menor que f1. Tambien suele ser de pequeña amplitud, un poco mas elevada y de mayor duracion que f1.

Pero la realmente preocupante y generadora de grandes problemas es f3. Ac , el diodo ha dejado de conducir porque la energia en el inductor remanente no alcanza para mantener al diodo en conduccion, y al MOSFET todavia le falta un rato para entrar a conducir, por lo tanto no hay quien amortigue dichas oscilaciones. Ahora se suma la capacidad de juntura del diodo ya bloqueado, por lo tanto es la de mas baja frecuencia de las 3, y hay en juego una gran cantidad de energia remanente en el inductor, y al ser de menor frecuencia, las perdidas naturales del circuito son menos importantes para ella. Es entonces, la de mayor amplitud y duracion, y la de menor frecuencia de las tres.
La tension en el valle de la oscilacion Ev se acerca a cero, pero no llega; pues en el tiempo que dura este primer cuarto de ciclo del ringing, ya se perdio parte de la energia del inductor en calor (punto Q). En el tercer
cuarto de ciclo se alcanza la tension mas elevada de la oscilacion, llegando a una tension menor que la del secundario reflejado al primario, porque aun mas energia del inductor se discipo. Ese pico se manifiesta en la figura 3 como Ep (punto P).

Resulta evidente que hay determinados puntos de la oscilacion que son ideales para realizar un nuevo encendido del MOSFET, particularmente el primer valle de tension, Q. Aqui naturalmente se halla un minimo de tension, lo cual implica una condicion casi optima. Esa propiedad es utilizada en un tipo de fuentes denominadas Quasirresonantes o ZVS (Zero Voltage Switch). Tambien hay puntos totalmente indeseables para encender el FET, estos son los picos de tension, punto P. Obviamente, dependiendo del estado de carga y tension de entrada, el control de PWM encender  el MOSFET en un punto dictaminado por estas dos variables enunciadas, independientemente de cual punto conviene para minimizar perdidas por conmutacion. Pero, en los ZVS, existe un criterio ligeramente distinto para el encendido del MOSFET, haciendo uso de estas propiedades, pero con un dra stico cambio en el modo de funcionamiento y en la efi-
ciencia general del conversor

Por Osvaldo LW1DSE

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